同步整流反激变换器应用电路详解 —电路图天天读（119）

  随着电子技术、信息技术在我们正常的生活中的不断渗透，电子科技类产品的数量持续不断的增加。其能量消耗已大大超过了我们正常的生活中照明所用的能源。国家能源局预测，2010 年全国电力需求，可能将达到4 万亿kWh 左右，增长的速度超过2009 年8%或者9%。全国电力需求上涨的速度非常快，但发电量增长有限，中国面临严重的电力短缺问题。节约能源可以显着减少所需的电能，同时减少发电厂数量，减少发电厂排放的废气废水和灰渣对环境的污染。而电源是节约能源的重要环节。

  开关电源，它是利用现代电力电子技术，经过控制开关通断的时间比率来维持输出电压稳定的一种电源，大范围的应用在诸如计算机、电视机、摄像机等电子设备上。反激变换器具有电路简单、输入输出电压隔离、成本低、空间要求少等优点，在小功率开关电源中得到了广泛的应用。但输出电流比较大、输出电压较低时，传统的反激变换器，次级整流二极管通态损耗和反向恢复损耗大，效率较低。同步整流技术，采用通态电阻极低的专用功率MOSFET来取代整流二极管。把同步整流技术应用到反激变换器能很好提高变换器的效率。

  反激变换器次级的整流二极管用同步整流管SR 代替，构成同步整流反激变换器，基本拓扑如图1（a）所示。为实现反激变换器的同步整流，初级MOS 管Q 和次级同步整流管SR 必须按顺序工作，即两管的导通时间不能重叠。当初级MOS 管Q 导通时，SR 关断，变压器存储能量；当初级MOS 管Q 关断时，SR 导通，变压器将存储的能量传送到负载。驱动信号时序如图1（b）所示。在实际电路中，为了尽最大可能避免初级MOS 管Q 和次级同步整流管SR 同时导通，Q 的关断时刻和SR 导通时刻之间应有延迟；同样Q 的导通时刻和SR 的关断时刻之间也应该有延迟。

  SR 的驱动是同步整流电路的一个重要问题，需要合理选择。本文采用分立元件构成驱动电路，该驱动电路结构较简单、成本较低，适合宽输入电压范围的变换器，具体驱动电路如图2 所示。SR 的栅极驱动电压取自变换器输出电压，因此使用该驱动电路的同步整流变换器的输出电压需满足SR 栅极驱动电压要求。

  该驱动电路的基本工作原理：电流互感器T2 与次级同步整流管SR 串联在同一支路，用来检测SR 的电流。当有电流流过SR 的体二极管，则在电流互感器的二次侧感应出电流，该电流通过R1 转变成电压，当电压值达到并超过晶体管Q1 的发射结正向电压时，Q1 导通，达到二极管VD 导通电压时，VD 导通对其箝位。晶体管Q1 导通后，输出电压通过图腾柱输出电路驱动SR 开通。当SR 中的电流在电流互感器二次侧电阻R1 上的采样电压降低到Q1 的导通阈值以下时，Q1 关断，SR 关断。

  SR 为同步整流管，用来代替整流二极管；T2 为电流互感器，用来检测通过SR 的电流，当有电流流过SR 的体二极管，则在电流互感器的二次侧感应出电流；R1 用来将互感器二次侧感应出的电流转变成电压，同时R1 的值决定同步整流管开通和关断时电流互感器二次侧电流的大小；C1 和二极管VD 用来对互感器二次侧的电压进行滤波和箝位；偏置电阻R2，下拉电阻R3 和晶体管Q1 构成开关电路，利用Q1 的饱和截止，实现同步整流管SR 的导通和关断；Q2 和Q3 构成图腾柱输出电路，提供足够大的电流，使SR 栅源极间电压迅速上升到所需要值，保证SR 能快速开通。同时为SR 关断时提供反向抽取电流回路，加速SR 关断。

  同步整流反激变换器的电路如图3 所示，控制芯片选用UC3842(＄0.1656)。设计技术指标如下：

  芯片 UC3842 工作的开启电压为16V，在芯片开启之前，芯片消耗的电流在1mA 以内。正常工作后，欠压锁定电压为10V，上限为34V，芯片消耗电流约为15mA。启动时由输入直流电压通过启动电阻R4 向电容C2 充电，芯片消耗电流在1mA 以内，电容C2 上电压一直上升，当芯片7 脚上电压升至16V 时UC3842 开始工作，芯片消耗电流约为15mA，电容C2 上电压下降，辅助绕组上开始有电压，电容C3 上电压逐渐升高，当电容C3 上电压高于电容C2 上电压，二极管VD2 导通，由辅助绕组供电。辅助绕组供电电压取15V，电压纹波要求不高，滤波电容C3 取47F。为了芯片可靠启动，电容C2 取100F，电阻R4 取68K，在输入电压最小时，通过启动电阻R4，能提供1.2mA的启动电流。

  当开关管 Q 关闭时，初级电感 Lp中的能量将转移到次级输出，但漏感Ll中的能量将不能传递到次级，转移到箝位电路的电容Cc，然后这部分能量被箝位电阻 Rc消耗。电容c C上的电压在开关管关断的一瞬间冲上去，然后长期处在放电状态。电容 Cc的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量和释放能量时自身两端电压uc（t ）纹波足够小。因此电容Cc 两端电压uc（t ）为基本为恒定值Uc 。同时电容 Cc上的电压不能低于次级到初级的反射电压Uo× （Np/ Ns），否则开关管关断期间，二极管导通，RCD 箝位电路将成为该变换器的一路负载。

  应用 Saber 仿真软件对本文设计的同步整流反激变换器进行仿线V，满载时，初级MOS 管Q、次级同步整流管SR 驱动信号和次级电感电流波形。由图可见，Q 关断后，SR 经过很短的延迟后就开通，次级电感电流降至接近零时，SR 关断。图5 为输入电压100V、200V、250V、300V 和375V，满载条件下，分别采取了同步整流和二极管整流时，系统效率的分布图。

  仿真结果与本文对同步整流反激变换器和同步整流管驱动电路的工作原理分析一致。同时仿真结果证明，该驱动电路能很好实现同步整流功能，采用同步整流技术能较好提高传统反激变换器的效率。输入电压100V，满载时，变换器效率最高为87.7%。

  反激变换器应用广泛，采用同步整流技术能够很好的提高反激变换器效率，同时为使同步整流管的驱动电路简单，采用分立元件构成驱动电路。详细分析了同步整流反激变换器的工作原理和该驱动电路的工作原理，并在此基础上设计了100V~375VDC 输入，12V/4A 输出的同步整流反激变换器，工作于电流断续模式，控制芯片选用UC3842，对设计过程进行了详细论述。